ကြီးမားသော Package MOSFET Driver Circuit

ပထမဆုံးအနေနဲ့ MOSFET အမျိုးအစားနဲ့ ဖွဲ့စည်းပုံ၊MOSFETFET (နောက်တစ်မျိုးမှာ JFET) ဖြစ်ပြီး၊ P-channel သို့မဟုတ် N-channel စုစုပေါင်း အမျိုးအစား လေးမျိုးဖြင့် ထုတ်လုပ်နိုင်သော်လည်း ပိုမိုကောင်းမွန်သော N-channel MOSFETs နှင့် ပိုမိုကောင်းမွန်သော P-channel MOSFETs များသာ အမှန်တကယ် အသုံးချနိုင်သောကြောင့်၊ NMOS သို့မဟုတ် PMOS ဟု အများအားဖြင့် ရည်ညွှန်းသည်မှာ ဤနှစ်မျိုးကို ရည်ညွှန်းသည်။ ဤအဆင့်မြှင့်ထားသော MOSFET အမျိုးအစားနှစ်မျိုးအတွက်၊ ပိုအသုံးများသော NMOS ဖြစ်သည်၊ အကြောင်းရင်းမှာ on-resistance သေးငယ်ပြီး ထုတ်လုပ်ရလွယ်ကူသောကြောင့်ဖြစ်သည်။ ထို့ကြောင့် NMOS ကို power supply နှင့် motor drive applications များပြောင်းရာတွင် ယေဘူယျအားဖြင့် သုံးသည်။

အောက်ပါနိဒါန်းတွင်၊ အမှုအများစုကို NMOS မှ လွှမ်းမိုးထားသည်။ ကပ်ပါးစွမ်းရည်သည် MOSFET ၏ ပင်နံပါတ်သုံးချောင်းကြားတွင်ရှိပြီး၊ မလိုအပ်သော်လည်း ထုတ်လုပ်မှုလုပ်ငန်းစဉ်ကန့်သတ်ချက်များကြောင့် ဖြစ်ပေါ်လာသည့် အင်္ဂါရပ်တစ်ခုဖြစ်သည်။ Parasitic capacitance သည် driver circuit တစ်ခုကို ဒီဇိုင်းဆွဲရန် သို့မဟုတ် ရွေးချယ်ရန် အနည်းငယ် ခက်ခဲစေသည်။ မြောင်းနှင့် အရင်းအမြစ်ကြားတွင် ကပ်ပါးဒိုင်အိုဒတစ်ခုရှိသည်။ ၎င်းကို body diode ဟုခေါ်ပြီး မော်တာကဲ့သို့သော inductive load များကိုမောင်းနှင်ရာတွင် အရေးကြီးပါသည်။ စကားမစပ်၊ body diode သည် MOSFETs တစ်ခုစီတွင်သာရှိပြီး များသောအားဖြင့် IC ချစ်ပ်တစ်ခုအတွင်း၌ မရှိပေ။

 

MOSFETNMOS သို့မဟုတ် PMOS ပဲဖြစ်ဖြစ်၊ on-resistance တည်ရှိပြီးနောက်မှာ switching tube loss ဟာ ဒီ resistance မှာ စွမ်းအင်ကို စားသုံးစေတဲ့အတွက်၊ ဒီအပိုင်းကို conduction loss လို့ခေါ်ပါတယ်။ ခုခံမှုနည်းသော MOSFET များကို ရွေးချယ်ခြင်းသည် ခုခံမှုဆုံးရှုံးမှုကို လျှော့ချပေးလိမ့်မည်။ ယနေ့ခေတ်တွင် စွမ်းအားနည်း MOSFET များ၏ ခုခံနိုင်စွမ်းမှာ ယေဘူယျအားဖြင့် ဆယ်ချီသော milliohms ဝန်းကျင်ရှိပြီး အနည်းငယ်သော milliohms များလည်း ရရှိနိုင်ပါသည်။ MOSFET များကို အဖွင့်အပိတ်လုပ်သည့်အခါ တခဏချင်း အပြီးမသတ်ရပါ။ ဗို့အားကို လျှော့ချသည့် လုပ်ငန်းစဉ်တစ်ခုရှိပါသည်။ MOSFET ၏ အစွန်းနှစ်ဖက်တွင် ၎င်းကိုဖြတ်၍စီးဆင်းနေသော လျှပ်စီးကြောင်းကို တိုးမြင့်စေသည့် လုပ်ငန်းစဉ်တစ်ခုရှိပါသည်။ ဤကာလအတွင်း MOSFET ဆုံးရှုံးမှုသည် switching loss ဟုခေါ်သော ဗို့အားနှင့် လျှပ်စီးကြောင်း၏ ထုတ်ကုန်ဖြစ်သည်။ အများအားဖြင့် switching loss သည် conduction loss ထက်အများကြီးပိုကြီးပြီး switching frequency မြန်လေလေ ဆုံးရှုံးမှုပိုကြီးလေဖြစ်သည်။ လျှပ်စီးကြောင်း၏ချက်ချင်းတွင် ဗို့အားနှင့်လျှပ်စီးကြောင်း၏ ထုတ်ကုန်သည် အလွန်ကြီးမားသောကြောင့် ဆုံးရှုံးမှုကြီးကြီးမားမားဖြစ်စေသည်။ ကူးပြောင်းချိန်ကို တိုစေခြင်းသည် conduction တစ်ခုစီတွင် ဆုံးရှုံးမှုကို လျော့နည်းစေသည်။ switching frequency ကို လျှော့ချခြင်းသည် unit time တစ်ခုလျှင် switches အရေအတွက်ကို လျော့နည်းစေသည်။ ဤချဉ်းကပ်မှုနှစ်ခုစလုံးသည် ကူးပြောင်းခြင်းဆုံးရှုံးမှုကို လျှော့ချပေးသည်။

bipolar ထရန်စစ္စတာများနှင့် နှိုင်းယှဉ်ပါက၊ ၎င်းကို ဖန်တီးရန် လျှပ်စီးကြောင်း မလိုအပ်ဟု ယေဘုယျအားဖြင့် ယုံကြည်ကြသည်။MOSFETGS ဗို့အားသည် သတ်မှတ်ထားသော တန်ဖိုးတစ်ခုအထက်တွင် ရှိနေသရွေ့ အပြုအမူ၊ ဒါလုပ်ရတာ လွယ်တယ်၊ ဒါပေမယ့် အရှိန်လည်းလိုတယ်။ MOSFET ၏ဖွဲ့စည်းပုံတွင်သင်တွေ့မြင်နိုင်သည်အတိုင်း၊ GS၊ GD အကြားကပ်ပါးစွမ်းရည်တစ်ခုရှိသည်၊ MOSFET ၏မောင်းနှင်မှုသည်အကျိုးသက်ရောက်မှုနှင့် capacitance ၏အားသွင်းခြင်းနှင့်ထုတ်လွှတ်ခြင်းဖြစ်သည်။ capacitor အား အားသွင်းရာတွင် လျှပ်စီးကြောင်းတစ်ခု လိုအပ်သည်၊ အဘယ်ကြောင့်ဆိုသော် capacitor အား ချက်ခြင်း အားသွင်းခြင်းကို short circuit အဖြစ် မြင်နိုင်သောကြောင့် instantaneous current သည် ပိုမိုမြင့်မားမည်ဖြစ်ပါသည်။ MOSFET ဒရိုက်ဘာကို ရွေးချယ်/ဒီဇိုင်းဆွဲသည့်အခါ ပထမဆုံးသတိပြုရမည့်အချက်မှာ ပေးစွမ်းနိုင်သော instantaneous short-circuit current ၏ အရွယ်အစားဖြစ်သည်။

ဒုတိယသတိပြုရမည့်အချက်မှာ၊ ယေဘုယျအားဖြင့် high-end drive NMOS တွင်အသုံးပြုသည့်အချိန်ပေါ်ဂိတ်ဗို့အားသည် အရင်းအမြစ်ဗို့အားထက် ကြီးရန်လိုအပ်ပါသည်။ High-end drive MOSFET သည် source voltage နှင့် drain voltage (VCC) တွင်တူညီသည်၊ ထို့ကြောင့် VCC 4V သို့မဟုတ် 10V ထက် gate voltage ဖြစ်သည်။ အကယ်၍ တူညီသောစနစ်တွင် VCC ထက်ပိုမိုဗို့အားပိုမိုရရှိရန်၊ ကျွန်ုပ်တို့သည် boost circuit ကိုအထူးပြုရန်လိုအပ်သည်။ မော်တာဒရိုင်ဘာများစွာတွင် ပေါင်းစပ်အားသွင်းပန့်များပါရှိသည်၊ MOSFET ကိုမောင်းနှင်ရန်အတွက် လုံလောက်သော short-circuit current ကိုရရှိရန် သင့်လျော်သောပြင်ပစွမ်းရည်ကို ရွေးချယ်သင့်သည်ကို သတိပြုမိရန်အရေးကြီးပါသည်။ 4V သို့မဟုတ် 10V သည် ဗို့အားပေါ်တွင် အသုံးများသော MOSFET ဖြစ်ပြီး၊ ဒီဇိုင်း၊ သေချာသည်မှာ သေချာသောအနားသတ်ရှိရန် လိုအပ်ပါသည်။ ဗို့အားမြင့်လေ၊ on-state speed ပိုမြန်လေ၊ on-state resistance နိမ့်လေလေဖြစ်သည်။ ယခုအခါတွင် နယ်ပယ်အသီးသီးတွင် အသုံးပြုသည့် သေးငယ်သော on-state ဗို့အား MOSFET များလည်း ရှိသေးသော်လည်း 12V မော်တော်ကားအီလက်ထရွန်နစ်စနစ်တွင် ယေဘုယျအားဖြင့် 4V သည် လုံလောက်ပါသည်။ MOSFETs ၏ အထင်ရှားဆုံးအင်္ဂါရပ်မှာ ကောင်းမွန်သော switching လက္ခဏာများဖြစ်သည်၊ ထို့ကြောင့် ၎င်းကို တွင်တွင်ကျယ်ကျယ် အသုံးပြုကြသည်။ ပါဝါထောက်ပံ့မှုနှင့် မော်တာဒရိုက်ကို ကူးပြောင်းခြင်းကဲ့သို့သော အီလက်ထရွန်းနစ် switching circuits များအတွက် လိုအပ်ပြီး အလင်းရောင်မှိန်မှိန်မှိန်ခြင်းလည်း လိုအပ်ပါသည်။ လုပ်ဆောင်ခြင်းဆိုသည်မှာ ခလုတ်ပိတ်ခြင်းနှင့် ညီမျှသည့် ခလုတ်တစ်ခုအနေဖြင့် လုပ်ဆောင်ခြင်းဖြစ်သည်။NMOS လက္ခဏာများ၊ အချို့သောတန်ဖိုးထက်ကြီးသော Vgs သည် လည်ပတ်နေမည်ဖြစ်ပြီး၊ အရင်းအမြစ်ကို အခြေတည်ထားသည့်အခါတွင် အသုံးပြုရန်အတွက် သင့်လျော်သည် (low-end drive)၊ 4V သို့မဟုတ် 10V.PMOS လက္ခဏာရပ်များ၏ ဗို့အား၊ အချို့တန်ဖိုးထက်နည်းသော Vgs သည် အရင်းအမြစ်ကို VCC (အဆင့်မြင့်ဒရိုက်) သို့ ချိတ်ဆက်သောအခါတွင် အသုံးပြုရန်အတွက် သင့်လျော်သည်။ သို့သော် PMOS သည် မြင့်မားသောဒရိုက်ဘာတစ်ခုအဖြစ် အလွယ်တကူအသုံးပြုနိုင်သော်လည်း NMOS ကို ကြီးမားသောခုခံမှု၊ စျေးနှုန်းမြင့်မားမှုနှင့် အစားထိုးအမျိုးအစားအနည်းငယ်တို့ကြောင့် NMOS ကို မြင့်မားသောဒရိုင်ဘာများတွင် များသောအားဖြင့် အသုံးပြုကြသည်။

ယခု MOSFET သည် ဗို့အားနိမ့်အက်ပလီကေးရှင်းများ၊ 5V ပါဝါထောက်ပံ့မှုကိုအသုံးပြုသောအခါ၊ ဤတစ်ကြိမ်တွင်သင်ရိုးရိုး totem တိုင်တည်ဆောက်ပုံကိုအသုံးပြုပါက၊ ထရန်စစ္စတာသည် 0.7V ဗို့အားကျဆင်းသွားသောကြောင့်၊ အမှန်တကယ်နောက်ဆုံးတွင် gate ထဲသို့ထည့်လိုက်ခြင်းဖြင့်၊ ဗို့အားသည် 4.3 V သာရှိသည်။ ဤအချိန်တွင်၊ အချို့သောအန္တရာယ်များရှိကြောင်းအတွက် ကျွန်ုပ်တို့သည် MOSFET ၏အမည်ခံတံခါးဗို့အား 4.5V ကိုရွေးချယ်ပါသည်။ 3V သို့မဟုတ် အခြားဗို့အားနည်းသော ပါဝါထောက်ပံ့မှုအချိန်များတွင် တူညီသောပြဿနာ ဖြစ်ပေါ်ပါသည်။ လော့ဂျစ်အပိုင်းသည် ပုံမှန် 5V သို့မဟုတ် 3.3V ဒစ်ဂျစ်တယ်ဗို့အားကို အသုံးပြုပြီး ပါဝါအပိုင်းသည် 12V သို့မဟုတ် ထို့ထက်ပို၍ အသုံးပြုသည့် ထိန်းချုပ် circuit အချို့တွင် Dual ဗို့အားကို အသုံးပြုပါသည်။ ဗို့အားနှစ်ခုသည် ဘုံမြေကို အသုံးပြု၍ ချိတ်ဆက်ထားသည်။ ၎င်းသည် ဗို့အားမြင့်ဘက်ခြမ်းရှိ MOSFET အား နိမ့်သောဗို့အားကို ထိထိရောက်ရောက် ထိန်းချုပ်နိုင်စေမည့် ဆားကစ်တစ်ခုကို အသုံးပြုရန် လိုအပ်ပြီး ဗို့အားမြင့်ဘေးရှိ MOSFET သည် 1 နှင့် 2 တွင်ဖော်ပြထားသည့် တူညီသောပြဿနာများကို ရင်ဆိုင်ရမည်ဖြစ်သည်။ ဖြစ်ရပ်သုံးခုစလုံးတွင်၊ Totem တိုင်ဖွဲ့စည်းပုံသည် အထွက်လိုအပ်ချက်များကို ဖြည့်ဆည်းမပေးနိုင်ဘဲ၊ မော်စဖိုဒရိုင်ဘာ IC အများအပြားတွင် ဂိတ်ဗို့အားကန့်သတ်ဖွဲ့စည်းပုံ မပါဝင်ပါ။ အဝင်ဗို့အားသည် ပုံသေတန်ဖိုးမဟုတ်ပါ၊ ၎င်းသည် အချိန် သို့မဟုတ် အခြားအချက်များနှင့် ကွဲပြားသည်။ ဤပြောင်းလဲမှုသည် PWM ဆားကစ်မှ MOSFET သို့ပေးသော drive ဗို့အား မတည်မငြိမ်ဖြစ်စေသည်။ MOSFET ကို high gate voltages များမှ ဘေးကင်းစေရန်အတွက်၊ MOSFET အများအပြားတွင် gate voltage ၏ amplitude ကို အတင်းအကျပ်ကန့်သတ်ရန် built-in voltage regulator ရှိသည်။

 

ဤကိစ္စတွင်၊ ပေးထားသော drive voltage သည် regulator ၏ဗို့အားထက်ကျော်လွန်သောအခါ၊ ၎င်းသည် ကြီးမားသော static power သုံးစွဲမှုကို ဖြစ်စေသည် တစ်ချိန်တည်းတွင်၊ သင်သည် resistor voltage divider ၏နိယာမကို ရိုးရိုးရှင်းရှင်းအသုံးပြုပါက gate voltage ကိုလျှော့ချရန် အတော်လေးရှိလိမ့်မည်၊ မြင့်မားသော input ဗို့အား၊ MOSFET သည် ကောင်းမွန်စွာအလုပ်လုပ်သည်၊ ဂိတ်ဗို့အား မလုံလောက်သောအခါ input voltage ကို လျှော့ချခြင်းဖြင့် ပါဝါသုံးစွဲမှုကို တိုးစေသည်။

ရိုးရှင်းသောခွဲခြမ်းစိတ်ဖြာမှုပြုလုပ်ရန် NMOS ဒရိုက်ဘာဆားကစ်အတွက်သာ ဤနေရာ၌ အတော်အတန်အသုံးများသော circuit ဖြစ်သည်- Vl နှင့် Vh တို့သည် low-end နှင့် high-end power supply အသီးသီးဖြစ်ပြီး voltages နှစ်ခုသည် တူညီနိုင်သော်လည်း Vl သည် Vh ထက်မပိုသင့်ပါ။ Q1 နှင့် Q2 သည် အထီးကျန်မှုကို အောင်မြင်ရန်အတွက် အသုံးပြုပြီး တစ်ချိန်တည်းတွင် ဒရိုင်ဘာပြွန် Q3 နှင့် Q4 နှစ်ခုကို တစ်ချိန်တည်းတွင်ပေါ်မည်မဟုတ်ကြောင်း သေချာစေရန်အတွက် Q1 နှင့် Q2 သည် ပြောင်းပြန် totem တိုင်တစ်ခုဖြစ်သည်။ R2 နှင့် R3 သည် PWM ဗို့အားရည်ညွှန်းချက်အား ပေးဆောင်ပြီး ဤအကိုးအကားကိုပြောင်းလဲခြင်းဖြင့် သင်သည် ဆားကစ်အား ကောင်းမွန်စွာအလုပ်လုပ်နိုင်စေပြီး ဂိတ်ဗို့အားသည် နှံ့စပ်သောအကူးအပြောင်းဖြစ်စေရန်အတွက် မလုံလောက်သောကြောင့် ပါဝါသုံးစွဲမှုကို တိုးစေသည်။ R2 နှင့် R3 သည် PWM ဗို့အားရည်ညွှန်းချက်ကို ပံ့ပိုးပေးသည်၊ ဤအကိုးအကားကိုပြောင်းလဲခြင်းဖြင့်၊ သင်သည် PWM အချက်ပြလှိုင်းပုံစံတွင် ဆားကစ်ကို မတ်စောက်ပြီး ဖြောင့်တန်းသောအနေအထားတွင် အလုပ်လုပ်စေနိုင်သည်။ Q3 နှင့် Q4 ကို အချိန်မှန်၊ Q3 နှင့် Q4 သည် Vh နှင့် GND နှင့် ဆက်စပ်နေသောကြောင့် Vce ဗို့အားကျဆင်းမှု အနည်းဆုံးဖြစ်ပြီး၊ ဤဗို့အားကျဆင်းမှုသည် အများအားဖြင့် 0.3V သို့မဟုတ် ထို့ထက် ပိုနည်းသောကြောင့်၊ 0.7V Vce R5 နှင့် R6 ထက် 0.7V Vce R5 နှင့် R6 များသည် ဂိတ်ဗို့အားနမူနာအတွက် တုံ့ပြန်မှုခံနိုင်ရည်များဖြစ်ကြသည်၊ ဗို့အားနမူနာယူပြီးနောက်၊ ဂိတ်၏ဗို့အားကို ဂိတ်ဗို့အားအတွက် တုံ့ပြန်မှုခုခံသူအဖြစ်အသုံးပြုကာ နမူနာ၏ဗို့အားကို ဂိတ်ဗို့အားအတွက် အသုံးပြုပါသည်။ R5 နှင့် R6 တို့သည် Q1 နှင့် Q2 ၏ အခြေခံများပေါ်တွင် ခိုင်ခံ့သော အနုတ်လက္ခဏာတုံ့ပြန်ချက်ဖန်တီးရန်အတွက် gate voltage ကိုနမူနာယူရန် အသုံးပြုသည့် တုံ့ပြန်မှုခုခံရေးကိရိယာများဖြစ်ပြီး၊ ထို့ကြောင့် ဂိတ်ဗို့အားကို အကန့်အသတ်တန်ဖိုးအဖြစ် ကန့်သတ်ထားသည်။ ဤတန်ဖိုးကို R5 နှင့် R6 ဖြင့်ချိန်ညှိနိုင်သည်။ နောက်ဆုံးတွင်၊ R1 သည် Q3 နှင့် Q4 သို့အခြေခံလျှပ်စီးကြောင်းကန့်သတ်ချက်ကိုပေးသည်၊ R4 သည် Q3Q4 ၏ရေခဲ၏ကန့်သတ်ချက်ဖြစ်သည့် MOSFETs အတွက်တံခါးပေါက်လက်ရှိကန့်သတ်ချက်ကိုပေးသည်။ လိုအပ်ပါက Acceleration Capacitor ကို R4 အထက်တွင် အပြိုင်ချိတ်ဆက်နိုင်သည်။                                         

ခရီးဆောင်ကိရိယာများနှင့် ကြိုးမဲ့ပစ္စည်းများကို ဒီဇိုင်းဆွဲသည့်အခါ၊ ထုတ်ကုန်စွမ်းဆောင်ရည်ကို မြှင့်တင်ရန်နှင့် ဘက်ထရီလည်ပတ်ချိန်ကို တိုးချဲ့ခြင်းသည် ဒီဇိုင်နာများရင်ဆိုင်ရမည့် ပြဿနာနှစ်ခုဖြစ်သည်။ DC-DC converters များသည် စွမ်းဆောင်ရည်မြင့်မားသော၊ အထွက်နှုန်းမြင့်မားပြီး လျှပ်စီးကြောင်းနည်းပါးပြီး သယ်ဆောင်ရလွယ်ကူသော ပါဝါသုံးရန် အလွန်သင့်လျော်ပါသည်။ စက်ပစ္စည်းများ။

DC-DC converters များသည် သယ်ဆောင်ရလွယ်ကူသော စက်များကို ပါဝါသုံးရန်အတွက် အလွန်သင့်လျော်သော မြင့်မားသော စွမ်းဆောင်ရည်၊ အထွက်နှုန်း မြင့်မားခြင်းနှင့် လျှပ်စီးကြောင်းနည်းပါးခြင်း၏ အားသာချက်များရှိသည်။ လက်ရှိတွင် DC-DC converter ဒီဇိုင်းနည်းပညာ ဖွံ့ဖြိုးတိုးတက်မှုတွင် အဓိက ခေတ်ရေစီးကြောင်းမှာ- ကြိမ်နှုန်းမြင့်နည်းပညာ- switching frequency တိုးလာသည်နှင့်အမျှ switching converter ၏ အရွယ်အစားသည်လည်း လျော့ကျသွားသည်၊ power density သည် သိသိသာသာ တိုးလာပြီး၊ dynamic တုံ့ပြန်မှု တိုးတက်လာပါပြီ။ အငယ်

ပါဝါ DC-DC converter ကူးပြောင်းမှုကြိမ်နှုန်းသည် megahertz အဆင့်အထိ မြင့်တက်လာမည်ဖြစ်သည်။ အထွက်ဗို့အားနည်းသောနည်းပညာ- တစ်ပိုင်းလျှပ်ကူးပစ္စည်းထုတ်လုပ်မှုနည်းပညာ၏စဉ်ဆက်မပြတ်ဖွံ့ဖြိုးတိုးတက်လာသည်နှင့်အမျှ၊ မိုက်ခရိုပရိုဆက်ဆာများနှင့် သယ်ဆောင်ရလွယ်ကူသော အီလက်ထရွန်နစ်စက်ပစ္စည်းများ၏ လည်ပတ်မှုဗို့အားသည် နိမ့်ပါးလာပြီး၊ အနာဂတ် DC-DC converter လိုအပ်သော မိုက်ခရိုပရိုဆက်ဆာနှင့် သယ်ဆောင်ရလွယ်ကူသော အီလက်ထရွန်နစ်ပစ္စည်းများနှင့် လိုက်လျောညီထွေဖြစ်စေရန်အတွက် အထွက်ဗို့အားနည်းပါးစွာ ပံ့ပိုးပေးနိုင်ပါသည်။ မိုက်ခရိုပရိုဆက်ဆာနှင့်လိုက်လျောညီထွေဖြစ်အောင်လုပ်ဆောင်ရန် အနာဂတ်တွင် DC-DC converter လိုအပ်သည်။

မိုက်ခရိုပရိုဆက်ဆာများနှင့် သယ်ဆောင်ရလွယ်ကူသော အီလက်ထရွန်းနစ်ပစ္စည်းများနှင့် လိုက်လျောညီထွေဖြစ်အောင် အထွက်ဗို့အား နည်းပါးသော အထွက်ဗို့အား ပံ့ပိုးပေးရန် လုံလောက်ပါသည်။ ဤနည်းပညာတိုးတက်မှုများသည် ပါဝါထောက်ပံ့ရေး ချစ်ပ်ပတ်လမ်းများ ဒီဇိုင်းအတွက် ပိုမိုမြင့်မားသော လိုအပ်ချက်များကို ပေးဆောင်သည်။ ပထမဆုံးအနေဖြင့် switching frequency တိုးလာသည်နှင့်အမျှ switching components များ၏ performance ကို ရှေ့သို့တိုးလာစေသည်။

switching element ၏စွမ်းဆောင်ရည်အတွက် မြင့်မားသောလိုအပ်ချက်များနှင့်၊ ပုံမှန်လည်ပတ်မှု၏ megahertz အဆင့်အထိ switching element မှ switching frequency တွင်ရှိသော switching element ကိုသေချာစေရန် သက်ဆိုင်ရာ switching element drive circuit ရှိရပါမည်။ ဒုတိယအနေဖြင့်၊ ဘက်ထရီစွမ်းအင်သုံး ခရီးဆောင်အီလက်ထရွန်နစ်ပစ္စည်းများအတွက်၊ ဆားကစ်၏လည်ပတ်မှုဗို့အားနိမ့်သည် (ဥပမာ လီသီယမ်ဘက်ထရီများတွင်)။

Lithium ဘက်ထရီ, ဥပမာအားဖြင့်, လည်ပတ်ဗို့အား 2.5 ~ 3.6V), ဒါကြောင့် power supply ချစ်ပ်နိမ့်ဗို့အား။

MOSFET တွင် ခံနိုင်ရည်အလွန်နည်းပြီး စွမ်းအင်သုံးစွဲမှုနည်းသည်၊ လက်ရှိလူကြိုက်များသော စွမ်းဆောင်ရည်မြင့် DC-DC ချစ်ပ်များတွင် ပါဝါခလုတ်အဖြစ် MOSFET ပိုများသည်။ သို့သော် MOSFETs ၏ကြီးမားသောကပ်ပါးစွမ်းရည်ကြောင့်ဖြစ်သည်။ ၎င်းသည် မြင့်မားသော လည်ပတ်မှုကြိမ်နှုန်း DC-DC converters များကို ဒီဇိုင်းထုတ်ရန်အတွက် switching tube driver circuit များ၏ ဒီဇိုင်းတွင် ပိုမိုမြင့်မားသောလိုအပ်ချက်များကို ထည့်သွင်းပေးပါသည်။ ဗို့အားနိမ့် ULSI ဒီဇိုင်းတွင် ကြီးမားသော capacitive loads များအဖြစ် bootstrap boost structure နှင့် driver circuit များကိုအသုံးပြုသည့် CMOS၊ BiCMOS logic circuits များရှိသည်။ ဤဆားကစ်များသည် 1V ဗို့အားထောက်ပံ့မှုထက်နည်းသောအခြေအနေများအောက်တွင် ကောင်းစွာအလုပ်လုပ်နိုင်ပြီး load capacitance 1 ~ 2pF ကြိမ်နှုန်းသည် ဆယ်ဂဏန်းမီဂါဘစ် သို့မဟုတ် ရာနှင့်ချီသော megahertz ၏အခြေအနေအောက်တွင် အလုပ်လုပ်နိုင်သည်။ ဤစာတမ်းတွင်၊ ဗို့အားနိမ့်၊ မြင့်မားသော switching frequency boost DC-DC converter drive circuit အတွက် ကြီးမားသော load capacitance drive စွမ်းရည်ကို ဒီဇိုင်းထုတ်ရန်အတွက် bootstrap boost circuit ကို အသုံးပြုထားသည်။ အမြင့်ဆုံး MOSFET များကို မောင်းနှင်ရန်အတွက် အနိမ့်ဆုံး ဗို့အားနှင့် PWM။ MOSFETs ၏မြင့်မားသောတံခါးဗို့အားလိုအပ်ချက်များကိုမောင်းနှင်ရန်အတွက်သေးငယ်သော amplitude PWM အချက်ပြမှု။