MOSFET မူရင်းအခြေခံအသိပညာနှင့်လျှောက်လွှာ

အဘယ်ကြောင့် depletion mode ကိုအဘို့အဖြစ်MOSFETsအသုံးမပြုပါက အောက်ခြေအထိ ရောက်ရန် အကြံပြုထားခြင်း မရှိပါ။

ဤအဆင့်မြှင့်တင်မုဒ် MOSFET နှစ်ခုအတွက် NMOS ကို ပို၍အသုံးများသည်။ အကြောင်းရင်းမှာ on-resistance သေးငယ်ပြီး ထုတ်လုပ်ရလွယ်ကူသောကြောင့်ဖြစ်သည်။ ထို့ကြောင့် NMOS ကို power supply နှင့် motor drive applications များပြောင်းရာတွင် ယေဘူယျအားဖြင့် သုံးသည်။ အောက်ပါနိဒါန်းတွင် NMOS ကို အများအားဖြင့် အသုံးပြုသည်။

MOSFET ၏ pin သုံးခုကြားတွင် ကပ်ပါးစွမ်းရည်တစ်ခုရှိသည်။ ဤသည်မှာ ကျွန်ုပ်တို့လိုအပ်သည်မဟုတ်သော်လည်း ထုတ်လုပ်မှုလုပ်ငန်းစဉ်ကန့်သတ်ချက်များကြောင့်ဖြစ်သည်။ Parasitic capacitance တည်ရှိမှုသည် drive circuit တစ်ခုကို ဒီဇိုင်းဆွဲခြင်း သို့မဟုတ် ရွေးချယ်ရာတွင် ပိုမိုခက်ခဲစေသော်လည်း ၎င်းကို ရှောင်ရန်နည်းလမ်းမရှိပါ။ အဲဒါကို နောက်ပိုင်းမှာ အသေးစိတ် မိတ်ဆက်ပေးပါမယ်။

မြောင်းနှင့် အရင်းအမြစ်ကြားတွင် ကပ်ပါးဒိုင်အိုဒတစ်ခုရှိသည်။ ဒါကို body diode လို့ခေါ်ပါတယ်။ inductive loads (မော်တာများကဲ့သို့) မောင်းနှင်သည့်အခါ ဤ diode သည် အလွန်အရေးကြီးပါသည်။ စကားမစပ်၊ body diode သည် MOSFET တစ်ခုတည်းတွင်သာတည်ရှိပြီး ပေါင်းစပ် circuit ချစ်ပ်တစ်ခုအတွင်းတွင် များသောအားဖြင့် ရှာမတွေ့ပါ။

 

2. MOSFET conduction လက္ခဏာများ

conducting ဆိုသည်မှာ ခလုတ်တစ်ခုကဲ့သို့ လုပ်ဆောင်ခြင်းဖြစ်ပြီး ၎င်းသည် ပိတ်နေသည့်ခလုတ်နှင့် ညီမျှသည်။

NMOS ၏ ဝိသေသလက္ခဏာမှာ အချို့သောတန်ဖိုးထက် Vgs ကြီးသောအခါတွင် ၎င်းသည် ဖွင့်ပေးမည်ဖြစ်သည်။ ဂိတ်ဗို့အား 4V သို့မဟုတ် 10V သို့ရောက်ရှိနေသရွေ့ အရင်းအမြစ်ကို မြေစိုက်ထားသောအခါ (အနိမ့်ဆုံး drive) ကို အသုံးပြုရန် သင့်လျော်သည်။

PMOS ၏ ဝိသေသလက္ခဏာများမှာ Vgs သည် အချို့သောတန်ဖိုးထက်နည်းသောအခါတွင် ၎င်းသည် ဖွင့်ပေးလိမ့်မည်ဖြစ်ပြီး အရင်းအမြစ်သည် VCC (high-end drive) နှင့် ချိတ်ဆက်ထားသည့် အခြေအနေများအတွက် သင့်လျော်သည်။ သို့သော်ငြား၊PMOSမြင့်မားသော ယာဉ်မောင်းအဖြစ် အလွယ်တကူ အသုံးပြုနိုင်ပြီး၊ NMOS ကို ကြီးမားသော ခံနိုင်ရည်ရှိမှု၊ စျေးနှုန်းကြီးမြင့်မှု၊ နှင့် အစားထိုး အမျိုးအစား အနည်းငယ်တို့ကြောင့် NMOS ကို မြင့်မားသော ယာဉ်မောင်းများတွင် အသုံးပြုလေ့ရှိသည်။

 

3. MOS switch tube ဆုံးရှုံးမှု

၎င်းသည် NMOS သို့မဟုတ် PMOS ဖြစ်စေ၊ ၎င်းကိုဖွင့်ပြီးနောက်တွင် ခုခံမှုတစ်ခုရှိနေသည်၊ ထို့ကြောင့် လက်ရှိသည် ဤခုခံမှုအပေါ် စွမ်းအင်သုံးစွဲမည်ဖြစ်သည်။ စွမ်းအင်သုံးစွဲမှုအပိုင်းကို conduction loss ဟုခေါ်သည်။ သေးငယ်သော ခံနိုင်ရည်ရှိသော MOSFET ကို ရွေးချယ်ခြင်းသည် conduction ဆုံးရှုံးမှုကို လျှော့ချပေးလိမ့်မည်။ ယနေ့၏ စွမ်းအားနိမ့် MOSFET ၏ ခုခံမှုမှာ ယေဘုယျအားဖြင့် ဆယ်ဂဏန်းမီလီယို ဝန်းကျင်ရှိပြီး မီလီယမ်များစွာလည်း ရှိပါသည်။

MOSFET ကို အဖွင့်အပိတ်လုပ်သောအခါ၊ ၎င်းကိုချက်ချင်းပြီးမြောက်ရန်မဖြစ်သင့်ပါ။ MOS တစ်လျှောက်ရှိ ဗို့အားသည် လျော့ကျသွားသည့် လုပ်ငန်းစဉ်တစ်ခု ရှိပြီး စီးဆင်းနေသော လျှပ်စီးကြောင်းသည် တိုးလာနေသော လုပ်ငန်းစဉ်တစ်ခုဖြစ်သည်။ ဤကာလအတွင်း၊MOSFET ရဲ့ဆုံးရှုံးမှုသည် switching loss ဟုခေါ်သော ဗို့အားနှင့် လျှပ်စီးကြောင်း၏ ရလဒ်ဖြစ်သည်။ အများအားဖြင့် switching losses သည် conduction losses ထက် များစွာကြီးမားပြီး၊ switching frequency မြန်လေလေ ဆုံးရှုံးမှု ပိုများလေဖြစ်သည်။

လျှပ်စီးကြောင်းတွင် ဗို့အားနှင့် လျှပ်စီးကြောင်း၏ ထုတ်ကုန်သည် အလွန်ကြီးမားသောကြောင့် ဆုံးရှုံးမှုကြီးကြီးမားမား ဖြစ်စေသည်။ ကူးပြောင်းချိန်ကို တိုစေခြင်းသည် conduction တစ်ခုစီအတွင်း ဆုံးရှုံးမှုကို လျှော့ချနိုင်သည်။ switching frequency ကိုလျှော့ချခြင်းသည် ယူနစ်အချိန်တစ်ခုအတွက် switches အရေအတွက်ကို လျှော့ချနိုင်သည်။ နည်းလမ်းနှစ်ခုစလုံးသည် ကူးပြောင်းခြင်းဆုံးရှုံးမှုကို လျှော့ချနိုင်သည်။

MOSFET ကိုဖွင့်သောအခါ လှိုင်းပုံစံ။ လျှပ်ကူးယူသည့်အချိန်တွင် ဗို့အားနှင့် လျှပ်စီးကြောင်း၏ ထုတ်ကုန်သည် အလွန်ကြီးမားပြီး ဖြစ်ပေါ်လာသော ဆုံးရှုံးမှုသည်လည်း အလွန်ကြီးမားသည်ကို တွေ့မြင်နိုင်သည်။ ကူးပြောင်းချိန်ကို လျှော့ချခြင်းသည် conduction တစ်ခုစီအတွင်း ဆုံးရှုံးမှုကို လျှော့ချနိုင်သည်၊ switching frequency ကိုလျှော့ချခြင်းသည် ယူနစ်အချိန်တစ်ခုအတွက် switches အရေအတွက်ကို လျှော့ချနိုင်သည်။ နည်းလမ်းနှစ်ခုစလုံးသည် ကူးပြောင်းခြင်းဆုံးရှုံးမှုကို လျှော့ချနိုင်သည်။

 

4. MOSFET ယာဉ်မောင်း

စိတ်ကြွထရန်စစ္စတာများနှင့် နှိုင်းယှဉ်ပါက၊ GS ဗို့အားသည် အချို့သောတန်ဖိုးထက် မြင့်မားနေသမျှကာလပတ်လုံး MOSFET ကိုဖွင့်ရန် မည်သည့်လျှပ်စီးကြောင်းမှ မလိုအပ်ကြောင်း ယေဘုယျအားဖြင့် ယုံကြည်ကြသည်။ ဒါလုပ်ရတာ လွယ်ပေမယ့် အရှိန်လည်းလိုတယ်။

GS နှင့် GD အကြား ကပ်ပါးစွမ်းရည် ရှိနေကြောင်း MOSFET ၏ တည်ဆောက်ပုံတွင် တွေ့မြင်နိုင်ပြီး MOSFET ၏ မောင်းနှင်မှုသည် အမှန်တကယ် ကာပတ်စီတာ၏ အားသွင်းခြင်းနှင့် ထုတ်လွှတ်ခြင်း ဖြစ်သည်။ capacitor အား အားသွင်းနေစဉ်တွင် capacitor အား short circuit အဖြစ် မှတ်ယူနိုင်သောကြောင့် instantaneous current သည် အတော်လေး ကြီးမားပါသည်။ MOSFET ဒရိုက်ဘာကို ရွေးချယ်/ဒီဇိုင်းဆွဲရာတွင် ပထမဆုံးအာရုံစိုက်ရမည့်အချက်မှာ ၎င်းပေးစွမ်းနိုင်သော instantaneous short-circuit current ပမာဏဖြစ်သည်။ ့

ဒုတိယသတိပြုရမည့်အချက်မှာ high-end မောင်းနှင်ရန်အတွက် အသုံးများသော NMOS သည် ဖွင့်ထားသောအခါတွင် အရင်းအမြစ်ဗို့အားထက် ဂိတ်ဗို့အား ပိုမိုလိုအပ်ပါသည်။ High-side driven MOSFET ကိုဖွင့်သောအခါ၊ အရင်းအမြစ်ဗို့အားသည် Drain Voltage (VCC) နှင့်အတူတူဖြစ်သည်၊ ထို့ကြောင့် gate voltage သည် ယခုအချိန်တွင် VCC ထက် 4V သို့မဟုတ် 10V ပိုကြီးပါသည်။ တူညီသောစနစ်တွင် VCC ထက်ကြီးသောဗို့အားကိုရလိုပါက၊ သင်သည် အထူးမြှင့်တင်ဆားကစ်တစ်ခု လိုအပ်သည်။ မော်တာယာဉ်မောင်းများစွာတွင် ပေါင်းစပ်အားသွင်းပန့်များရှိသည်။ MOSFET ကိုမောင်းနှင်ရန်အတွက် လုံလောက်သော short-circuit current ရရှိရန် သင့်လျော်သော ပြင်ပ capacitor ကို ရွေးချယ်သင့်သည်။

 

အထက်တွင်ဖော်ပြထားသော 4V သို့မဟုတ် 10V သည် အသုံးများသော MOSFET များ၏ အဖွင့်ဗို့အားဖြစ်ပြီး ဒီဇိုင်းဆွဲနေစဉ်အတွင်း အချို့သောအနားသတ်များကို ခွင့်ပြုရန် လိုအပ်ပါသည်။ ဗို့အားပိုမြင့်လေ၊ conduction speed ပိုမြန်လေ၊ conduction resistance နည်းလေဖြစ်သည်။ ယခုအခါ မတူညီသောနယ်ပယ်များတွင် အသုံးပြုသည့် သေးငယ်သော conduction voltages ရှိသော MOSFET များ ရှိသော်လည်း 12V မော်တော်ကားအီလက်ထရွန်နစ်စနစ်များတွင် ယေဘုယျအားဖြင့် 4V conduction သည် လုံလောက်ပါသည်။

 

MOSFET ယာဉ်မောင်းပတ်လမ်းနှင့် ၎င်း၏ဆုံးရှုံးမှုများအတွက်၊ ကျေးဇူးပြု၍ Microchip ၏ AN799 ကိုက်ညီသော MOSFET Drivers များကို MOSFETs သို့ ကိုးကားပါ။ အရမ်းအသေးစိတ်ပါတာမို့ ထပ်မရေးတော့ပါဘူး။

 

လျှပ်စီးကြောင်းတွင် ဗို့အားနှင့် လျှပ်စီးကြောင်း၏ ထုတ်ကုန်သည် အလွန်ကြီးမားသောကြောင့် ဆုံးရှုံးမှုကြီးကြီးမားမား ဖြစ်စေသည်။ ကူးပြောင်းချိန်ကို လျှော့ချခြင်းသည် conduction တစ်ခုစီအတွင်း ဆုံးရှုံးမှုကို လျှော့ချနိုင်သည်၊ switching frequency ကိုလျှော့ချခြင်းသည် ယူနစ်အချိန်တစ်ခုအတွက် switches အရေအတွက်ကို လျှော့ချနိုင်သည်။ နည်းလမ်းနှစ်ခုစလုံးသည် ကူးပြောင်းခြင်းဆုံးရှုံးမှုကို လျှော့ချနိုင်သည်။

MOSFET သည် FET အမျိုးအစား (အခြားတစ်မျိုးမှာ JFET) ဖြစ်သည်။ ၎င်းကို မြှင့်တင်မုဒ် သို့မဟုတ် ဖယ်ရှားခြင်းမုဒ်၊ P-channel သို့မဟုတ် N-channel၊ စုစုပေါင်း အမျိုးအစား 4 မျိုးအဖြစ် ပြုလုပ်နိုင်သည်။ သို့သော်၊ မြှင့်တင်မှုမုဒ် N-channel MOSFET ကိုသာ အမှန်တကယ်အသုံးပြုသည်။ နှင့် မြှင့်တင်မှုအမျိုးအစား P-channel MOSFET၊ ထို့ကြောင့် NMOS သို့မဟုတ် PMOS သည် ဤနှစ်မျိုးလုံးကို ရည်ညွှန်းလေ့ရှိသည်။

 

5. MOSFET အပလီကေးရှင်းပတ်လမ်း?

MOSFET ၏ အထင်ရှားဆုံးသော လက္ခဏာမှာ ၎င်း၏ ကောင်းမွန်သော ကူးပြောင်းခြင်း လက္ခဏာများ ဖြစ်သောကြောင့် ပါဝါထောက်ပံ့မှုများနှင့် မော်တာဒရိုက်များကို ကူးပြောင်းခြင်းကဲ့သို့သော လျှပ်စစ်ခလုတ်များ လိုအပ်သည့် ဆားကစ်များတွင် တွင်ကျယ်စွာ အသုံးပြုကြသည်။

 

ယနေ့ခေတ် MOSFET ယာဉ်မောင်းများတွင် အထူးလိုအပ်ချက်များစွာရှိသည်။

1. အနိမ့်ဗို့အားလျှောက်လွှာ

5V ပါဝါထောက်ပံ့မှုကို အသုံးပြုသည့်အခါ၊ ရိုးရာ totem တိုင်တည်ဆောက်ပုံကို ယခုအချိန်တွင်အသုံးပြုပါက၊ ထရန်စစ္စတာတွင် ဗို့အားကျဆင်းမှု 0.7V ခန့်ရှိသောကြောင့် ဂိတ်သို့အသုံးပြုသည့် နောက်ဆုံးဗို့အားမှာ 4.3V သာဖြစ်သည်။ ဤအချိန်တွင် ကျွန်ုပ်တို့သည် nominal gate power ကိုရွေးချယ်သည်။

4.5V MOSFET ကိုအသုံးပြုသောအခါတွင် အန္တရာယ်အချို့ရှိသည်။ 3V သို့မဟုတ် အခြားဗို့အားနည်းသော ပါဝါထောက်ပံ့မှုများ အသုံးပြုသောအခါတွင်လည်း အလားတူပြဿနာမျိုး ဖြစ်ပေါ်ပါသည်။

2. ကျယ်ပြန့်ဗို့အားလျှောက်လွှာ

အဝင်ဗို့အားသည် ပုံသေတန်ဖိုးမဟုတ်ပါ၊ ၎င်းသည် အချိန် သို့မဟုတ် အခြားအချက်များဖြင့် ပြောင်းလဲလိမ့်မည်။ ဤပြောင်းလဲမှုသည် MOSFET သို့ PWM ဆားကစ်မှပေးသော မောင်းနှင်အားဗို့အား မတည်မငြိမ်ဖြစ်စေသည်။

မြင့်မားသောဂိတ်ဗို့အားများအောက်တွင် MOSFET များကို ဘေးကင်းစေရန်အတွက်၊ MOSFET အများအပြားတွင် ဂိတ်ဗို့အားကို အစွမ်းကုန်ကန့်သတ်ရန် built-in ဗို့အားထိန်းကိရိယာများရှိသည်။ ဤကိစ္စတွင်၊ ပံ့ပိုးပေးထားသော မောင်းနှင်မှုဗို့အားသည် ဗို့အားထိန်းပိုက်ပိုက်၏ ဗို့အားထက်ကျော်လွန်သောအခါ၊ ၎င်းသည် တည်ငြိမ်ပါဝါသုံးစွဲမှုကို ကြီးမားစေသည်။

တစ်ချိန်တည်းမှာပင်၊ အကယ်၍ သင်သည် gate voltage ကိုလျှော့ချရန် resistor voltage division နိယာမကို ရိုးရိုးရှင်းရှင်းအသုံးပြုပါက၊ MOSFET သည် input voltage သည်အတော်လေးမြင့်နေသောအခါတွင် ကောင်းမွန်စွာအလုပ်လုပ်နိုင်သော်လည်း input voltage လျော့သွားသောအခါ gate voltage သည် မလုံလောက်တော့ပါ။ မပြည့်စုံသော conduction ကြောင့် ပါဝါသုံးစွဲမှုကို တိုးစေသည်။

3. Dual ဗို့အားလျှောက်လွှာ

အချို့သော ထိန်းချုပ်ပတ်လမ်းများတွင်၊ လော့ဂျစ်အပိုင်းသည် ပုံမှန် 5V သို့မဟုတ် 3.3V ဒစ်ဂျစ်တယ်ဗို့အားကို အသုံးပြုပြီး ပါဝါအစိတ်အပိုင်းသည် ဗို့အား 12V သို့မဟုတ် ထို့ထက်ပို၍ အသုံးပြုပါသည်။ ဗို့အားနှစ်ခုသည် ဘုံမြေသို့ ချိတ်ဆက်ထားသည်။

၎င်းသည် ဗို့အားနိမ့်ဘက်ခြမ်းမှ ဗို့အားမြင့်ဘက်ခြမ်းရှိ MOSFET ကို ထိထိရောက်ရောက် ထိန်းချုပ်နိုင်စေရန် ဆားကစ်အသုံးပြုရန် လိုအပ်ချက်တစ်ခု တိုးလာပါသည်။ တစ်ချိန်တည်းမှာပင်၊ ဗို့အားမြင့်ဘက်ခြမ်းရှိ MOSFET သည် 1 နှင့် 2 တွင်ဖော်ပြထားသောပြဿနာများကိုရင်ဆိုင်ရလိမ့်မည်။

ဤသုံးမျိုးတွင်၊ totem တိုင်ဖွဲ့စည်းပုံသည် အထွက်လိုအပ်ချက်များနှင့် မကိုက်ညီဘဲ၊ စင်ပြင်ပရှိ MOSFET ဒရိုက်ဘာ IC အများအပြားတွင် ဂိတ်ဗို့အားကန့်သတ်ဖွဲ့စည်းပုံများ မပါဝင်ပါ။

 

ဒါကြောင့် ဒီလိုအပ်ချက်သုံးခုကိုဖြည့်ဆည်းပေးဖို့ အတော်လေး ယေဘူယျပတ်လမ်းတစ်ခုကို ဒီဇိုင်းထုတ်ခဲ့တယ်။

့

NMOS အတွက် ယာဉ်မောင်းပတ်လမ်း

ဤတွင် ကျွန်ုပ်သည် NMOS ဒရိုက်ဘာပတ်လမ်း၏ ရိုးရှင်းသော ခွဲခြမ်းစိတ်ဖြာမှုကိုသာ ပြုလုပ်ပါမည်။

Vl နှင့် Vh တို့သည် low-end နှင့် high-end power supply အသီးသီးဖြစ်သည်။ ဗို့အားနှစ်ခုသည် တူညီနိုင်သော်လည်း Vl သည် Vh ထက်မပိုသင့်ပါ။

Q1 နှင့် Q2 သည် ဒရိုင်ဘာပြွန်နှစ်ခု Q3 နှင့် Q4 တစ်ချိန်တည်းတွင် မပွင့်ကြောင်းသေချာစေပြီး သီးခြားခွဲထားမှုကိုရရှိစေရန်အတွက် Q1 နှင့် Q2 သည် ပြောင်းပြန် totem တိုင်တစ်ခုဖြစ်သည်။

R2 နှင့် R3 သည် PWM ဗို့အားရည်ညွှန်းချက်ကို ပေးသည်။ ဤအကိုးအကားကိုပြောင်းလဲခြင်းဖြင့်၊ PWM အချက်ပြလှိုင်းပုံစံသည် မတ်စောက်သောအနေအထားတွင် ဆားကစ်လည်ပတ်နိုင်သည်။

Q3 နှင့် Q4 ကို drive current ပေးရန်အတွက် အသုံးပြုပါသည်။ ဖွင့်ထားသောအခါ၊ Q3 နှင့် Q4 သည် Vh နှင့် GND နှင့် ပတ်သက်သော အနည်းဆုံး ဗို့အားကျဆင်းမှု Vce သာရှိသည်။ ဤဗို့အားကျဆင်းမှုသည် အများအားဖြင့် 0.3V ခန့်သာရှိပြီး 0.7V ၏ Vce ထက် များစွာနိမ့်သည်။

R5 နှင့် R6 တို့သည် ဂိတ်ဗို့အားနမူနာယူရန် အသုံးပြုသည့် တုံ့ပြန်မှု ခံနိုင်ရည်များဖြစ်သည်။ နမူနာယူထားသော ဗို့အားသည် Q1 နှင့် Q2 မှ Q5 ၏ အခြေခံများအတွက် ပြင်းထန်သော အနုတ်လက္ခဏာတုံ့ပြန်ချက်ကို ထုတ်ပေးသည်၊ ထို့ကြောင့် ဂိတ်ဗို့အားကို အကန့်အသတ်တန်ဖိုးအဖြစ် ကန့်သတ်ထားသည်။ ဤတန်ဖိုးကို R5 နှင့် R6 မှတဆင့်ချိန်ညှိနိုင်သည်။

နောက်ဆုံးတွင်၊ R1 သည် Q3 နှင့် Q4 အတွက် အခြေခံလက်ရှိကန့်သတ်ချက်ကို ပေးဆောင်ပြီး R4 သည် Q3 နှင့် Q4 ၏ Ice ကန့်သတ်ချက်ဖြစ်သည့် MOSFET အတွက် gate current limit ကို ပေးပါသည်။ လိုအပ်ပါက acceleration capacitor ကို R4 နှင့်အပြိုင် ချိတ်ဆက်နိုင်သည်။

ဤပတ်လမ်းသည် အောက်ပါအင်္ဂါရပ်များကို ပံ့ပိုးပေးသည်-

1. high-side MOSFET ကို မောင်းနှင်ရန်အတွက် low-side voltage နှင့် PWM ကိုသုံးပါ။

2. မြင့်မားသောဂိတ်ဗို့အားလိုအပ်ချက်များနှင့်အတူ MOSFET ကိုမောင်းနှင်ရန် သေးငယ်သော ပမာဏ PWM အချက်ပြမှုကို အသုံးပြုပါ။

3. ဂိတ်ဗို့အား၏ အထွတ်အထိပ်ကန့်သတ်ချက်

4. အဝင်နှင့်အထွက် လက်ရှိကန့်သတ်ချက်များ

5. သင့်လျော်သော resistors ကိုအသုံးပြုခြင်းဖြင့် ပါဝါသုံးစွဲမှု အလွန်နည်းပါသည်။

6. PWM အချက်ပြမှုသည် ပြောင်းပြန်ဖြစ်သည်။ NMOS သည် ဤအင်္ဂါရပ်ကိုမလိုအပ်ဘဲ အင်ဗာတာတစ်ခုရှေ့တွင်ထားခြင်းဖြင့် ဖြေရှင်းနိုင်သည်။

သယ်ဆောင်ရလွယ်ကူသော စက်ပစ္စည်းများနှင့် ကြိုးမဲ့ထုတ်ကုန်များကို ဒီဇိုင်းဆွဲသည့်အခါ၊ ထုတ်ကုန်စွမ်းဆောင်ရည်ကို မြှင့်တင်ပေးခြင်းနှင့် ဘက်ထရီသက်တမ်း တိုးမြှင့်ခြင်းတို့သည် ဒီဇိုင်နာများရင်ဆိုင်ရမည့် ပြဿနာနှစ်ခုဖြစ်သည်။ DC-DC converters များသည် မြင့်မားသော စွမ်းဆောင်ရည်၊ ကြီးမားသော output current နှင့် low quiescent current တို့၏ အားသာချက်များ ရှိပြီး ၎င်းတို့သည် portable devices များကို ပါဝါသုံးရန်အတွက် အလွန်သင့်လျော်ပါသည်။ လက်ရှိတွင် DC-DC converter ဒီဇိုင်းနည်းပညာ ဖွံ့ဖြိုးတိုးတက်လာမှုတွင် အဓိက လမ်းကြောင်းများမှာ- (၁) High-frequency နည်းပညာ- switching frequency တိုးလာသည်နှင့်အမျှ switching converter ၏ အရွယ်အစားသည်လည်း လျော့ကျလာကာ power density သည်လည်း အလွန်များပြားလာပါသည်။ နှင့် ဒိုင်းနမစ်တုံ့ပြန်မှု ပိုမိုကောင်းမွန်လာသည်။ . ပါဝါနည်းသော DC-DC converters များ၏ switching frequency သည် megahertz အဆင့်အထိ မြင့်တက်လာမည်ဖြစ်ပါသည်။ (2) အထွက်ဗို့အားနည်းသောနည်းပညာ- တစ်ပိုင်းလျှပ်ကူးပစ္စည်းထုတ်လုပ်မှုနည်းပညာများ စဉ်ဆက်မပြတ် ဖွံ့ဖြိုးတိုးတက်လာသည်နှင့်အမျှ၊ မိုက်ခရိုပရိုဆက်ဆာများနှင့် သယ်ဆောင်ရလွယ်ကူသော အီလက်ထရွန်းနစ်ပစ္စည်းများ၏ လည်ပတ်ဗို့အားသည် နိမ့်ဆင်းလာကာ မိုက်ခရိုပရိုဆက်ဆာများနှင့် လိုက်လျောညီထွေဖြစ်စေရန်အတွက် အနာဂတ် DC-DC converters များ လိုအပ်ပါသည်။ ပရိုဆက်ဆာများနှင့် ခရီးဆောင်အီလက်ထရွန်နစ်ပစ္စည်းများအတွက် လိုအပ်ချက်များ။

ဤနည်းပညာများ ဖွံ့ဖြိုးတိုးတက်မှုသည် ပါဝါချစ်ပ်ဆားကစ်များ ဒီဇိုင်းအတွက် ပိုမိုမြင့်မားသော လိုအပ်ချက်များကို ဖြည့်ဆည်းပေးခဲ့သည်။ ပထမဦးစွာ၊ switching frequency သည် ဆက်လက်တိုးလာသည်နှင့်အမျှ switching element များ၏ စွမ်းဆောင်ရည်အပေါ်တွင် မြင့်မားသောလိုအပ်ချက်များကို ထားရှိကြသည်။ တစ်ချိန်တည်းတွင်၊ switching element များသည် MHz အထိ ကြိမ်နှုန်းပြောင်းရာတွင် ပုံမှန်အတိုင်း အလုပ်လုပ်ကြောင်း သေချာစေရန် သက်ဆိုင်ရာ switching element drive circuit များကို ပံ့ပိုးပေးရပါမည်။ ဒုတိယအနေဖြင့်၊ ဘက်ထရီစွမ်းအင်သုံး ခရီးဆောင်အီလက်ထရွန်းနစ်ပစ္စည်းများအတွက်၊ ဆားကစ်၏လုပ်ဆောင်မှုဗို့အား နည်းပါးသည် (ဥပမာအဖြစ် လီသီယမ်ဘက်ထရီကိုအသုံးပြု၍ အလုပ်လုပ်သည့်ဗို့အားမှာ 2.5~3.6V) ထို့ကြောင့်၊ ပါဝါချစ်ပ်၏ အလုပ်လုပ်သည့်ဗို့အားမှာ နည်းပါးပါသည်။

 

MOSFET တွင် ခုခံမှု အလွန်နည်းပြီး စွမ်းအင် နည်းပါးသည်။ MOSFET ကို လက်ရှိရေပန်းစားနေသော စွမ်းဆောင်ရည်မြင့် DC-DC ချစ်ပ်များတွင် ပါဝါခလုတ်တစ်ခုအဖြစ် မကြာခဏအသုံးပြုသည်။ သို့သော်လည်း MOSFET ၏ကြီးမားသောကပ်ပါးစွမ်းရည်ကြောင့် NMOS switching tubes များ၏ gate capacitance သည် ယေဘုယျအားဖြင့် picofarads ဆယ်ဂဏန်းအထိမြင့်မားသည်။ ၎င်းသည် မြင့်မားသော လည်ပတ်မှုကြိမ်နှုန်း DC-DC converter switching tube drive circuit ၏ ဒီဇိုင်းအတွက် ပိုမိုမြင့်မားသော လိုအပ်ချက်များကို ပေးအပ်သည်။

ဗို့အားနည်းပါးသော ULSI ဒီဇိုင်းများတွင်၊ ကြီးမားသော capacitive loads များအဖြစ် bootstrap boost တည်ဆောက်ပုံများနှင့် drive circuit များကိုအသုံးပြုသည့် CMOS နှင့် BiCMOS logic circuit အမျိုးမျိုးရှိသည်။ ဤဆားကစ်များသည် ပုံမှန်အားဖြင့် 1V ထက်နည်းသော ပါဝါထောက်ပံ့မှုဗို့အားဖြင့် လည်ပတ်နိုင်ပြီး load capacitance 1 မှ 2pF ရှိသော ကြိမ်နှုန်းဆယ်ဂဏန်း megahertz သို့မဟုတ် megahertz ရာပေါင်းများစွာဖြင့် လည်ပတ်နိုင်သည်။ ဤဆောင်းပါးသည် ဗို့အားနိမ့်၊ မြင့်မားသော switching frequency boost DC-DC converters များအတွက် သင့်လျော်သော ကြီးမားသော load capacitance drive စွမ်းရည်ရှိသော drive circuit ကို ဒီဇိုင်းရေးဆွဲရန် ဤဆောင်းပါးတွင် bootstrap boost circuit ကို အသုံးပြုထားသည်။ ဆားကစ်အား Samsung AHP615 BiCMOS လုပ်ငန်းစဉ်အပေါ် အခြေခံ၍ ဒီဇိုင်းထုတ်ထားပြီး Hspice သရုပ်ဖော်မှုဖြင့် အတည်ပြုထားသည်။ ထောက်ပံ့ရေးဗို့အား 1.5V နှင့် ဝန်ထုပ်ဝန်ပိုးသည် 60pF ဖြစ်သောအခါ၊ လည်ပတ်မှုအကြိမ်ရေသည် 5MHz ထက်ပို၍ရောက်ရှိနိုင်သည်။

့

MOSFET ကူးပြောင်းခြင်းလက္ခဏာများ

့

1. ငြိမ်ဝိသေသလက္ခဏာများ

switching element တစ်ခုအနေဖြင့် MOSFET သည် ပြည်နယ်နှစ်ခုတွင် အလုပ်လုပ်သည်- ပိတ်သည် သို့မဟုတ် ဖွင့်ထားသည်။ MOSFET သည် ဗို့အားထိန်းချုပ်ထားသော အစိတ်အပိုင်းတစ်ခုဖြစ်သောကြောင့် ၎င်း၏အလုပ်လုပ်ပုံအခြေအနေကို အဓိကအားဖြင့် gate-source voltage uGS မှ ဆုံးဖြတ်သည်။

 

အလုပ်လုပ်ပုံသွင်ပြင်လက္ခဏာများမှာ အောက်ပါအတိုင်းဖြစ်သည်။

※ uGS＜အဖွင့်ဗို့အား UT- MOSFET သည် ဖြတ်တောက်ထားသောဧရိယာတွင်အလုပ်လုပ်သည်၊ မြောင်း-ရင်းမြစ်လက်ရှိ iDS သည် အခြေခံအားဖြင့် 0၊ အထွက်ဗို့အား uDS≈UDD ဖြစ်ပြီး MOSFET သည် "off" အခြေအနေတွင်ရှိသည်။

※ uGS>အဖွင့်ဗို့အား UT- MOSFET သည် conduction ဒေသ၊ drain-source current iDS=UDD/(RD+rDS) တွင်အလုပ်လုပ်သည်။ ၎င်းတို့အနက် rDS သည် MOSFET ကိုဖွင့်သောအခါတွင် Drain-source resistance ဖြစ်သည်။ အထွက်ဗို့အား UDS=UDD?rDS/(RD+rDS)၊ rDS＜＜RD၊uDS≈0V ဆိုလျှင် MOSFET သည် "on" အခြေအနေတွင် ရှိနေပါသည်။

2. တက်ကြွသောဝိသေသလက္ခဏာများ

MOSFET သည် အဖွင့်အပိတ်ပြည်နယ်များကြားတွင် ကူးပြောင်းသည့်အခါ အသွင်ကူးပြောင်းမှုဖြစ်စဉ်တစ်ခုပါရှိသော်လည်း ၎င်း၏ တက်ကြွသောလက္ခဏာများသည် အဓိကအားဖြင့် ဆားကစ်နှင့်သက်ဆိုင်သော လေလွင့်နေသောစွမ်းရည်ကို အားသွင်းရန်နှင့် ထုတ်လွှတ်ရန် လိုအပ်သည့်အချိန်၊ နှင့် ပြွန်ကိုယ်တိုင် အဖွင့်အပိတ်လုပ်သည့်အခါ အားသွင်းခြင်းနှင့် စွန့်ထုတ်ခြင်း စွန့်ထုတ်ချိန်သည် အလွန်နည်းပါးပါသည်။

အဝင်ဗို့အား ui သည် မြင့်မှနိမ့်သို့ပြောင်းပြီး MOSFET သည် on state မှ off state သို့ပြောင်းသောအခါ power supply UDD သည် stray capacitance CL ကို RD မှတဆင့် အားသွင်းပြီး အားသွင်းချိန်ကို τ1=RDCL ဖြင့် အားသွင်းပါသည်။ ထို့ကြောင့်၊ output voltage uo သည် low level မှ high level သို့မပြောင်းမီ သတ်မှတ်ထားသော နှောင့်နှေးမှုကို ဖြတ်သန်းရန်လိုအပ်ပါသည်။ အဝင်ဗို့အား ui သည် အနိမ့်မှ အမြင့်သို့ပြောင်းပြီး MOSFET သည် off state မှ on state သို့ပြောင်းသောအခါ၊ stray capacitance CL ပေါ်ရှိ charge သည် rDS Discharge မှတဆင့် discharge time constant τ2≈rDSCL ဖြင့် ဖြစ်ပေါ်သည်။ အထွက်ဗို့အား Uo သည် အနိမ့်အဆင့်သို့ မကူးပြောင်းမီ အချို့သော နှောင့်နှေးမှု လိုအပ်ကြောင်း ရှုမြင်နိုင်သည်။ သို့သော် rDS သည် RD ထက် များစွာသေးငယ်သောကြောင့်၊ အဖြတ်အတောက်မှ အကူးအပြောင်းသို့ ပြောင်းလဲချိန်သည် conduction မှ cut-off သို့ ပြောင်းလဲချိန်ထက် ပိုတိုပါသည်။

၎င်းကိုဖွင့်သည့်အခါ MOSFET ၏ drain-source resistance rDS သည် transistor ၏ saturation resistance rCES ထက် များစွာပိုကြီးပြီး ပြင်ပ drain resistance RD သည် transistor ၏ collector resistance RC ထက် ပိုကြီးသောကြောင့် အားသွင်းခြင်းနှင့် အားသွင်းချိန်၊ MOSFET ၏ ပိုရှည်သည် ၊ MOSFET ကို ဖြစ်စေသော switching speed သည် transistor ထက် နိမ့်ပါသည်။ သို့သော်၊ CMOS ဆားကစ်များတွင် အားသွင်းပတ်လမ်းနှင့် ထုတ်လွှတ်သည့်ပတ်လမ်းများသည် ခုခံမှုနည်းသောဆားကစ်များဖြစ်သောကြောင့် အားသွင်းခြင်းနှင့် အားသွင်းခြင်းလုပ်ငန်းစဉ်များသည် အတော်လေးမြန်သောကြောင့် CMOS ဆားကစ်အတွက် မြင့်မားသော switching speed ကိုဖြစ်ပေါ်စေပါသည်။